柵極驅動參考

1.PWM直接驅動
2.雙極Totem-Pole驅動器
3.MOSFET Totem-Pole驅動器
4.速度增強電路
5.dv/dt保護

1.PWM直接驅動

在電源應用中，驅動主開關晶體管柵極的最簡單方法是利用 PWM 控制其直接控制柵極，如 圖 8 所示。

直接柵極驅動最艱巨的任務是優(yōu)化電路布局。
如 圖 8 中所示，PWM 控制器和 MOSFET 之間可能有較大距離。由于柵極驅動和接地環(huán)路形成的環(huán)路，這個距離形成了寄生電感，從而降低了開關速度，并導致柵極驅動波形中形成振鈴。
接地平面，也無法完全消除電感，因為接地平面只為接地環(huán)路電流提供較低電感路徑。

為了降低與柵極驅動連接相關的電感，需要更寬的 PCB 走線。

直接柵極驅動的另一個問題是PWM 控制器的驅動電流能力有限。極少有集成電路能提供高于 1A 的峰值柵極驅動能力。這會限制控制器在合理的開關速度下可驅動的最大MOS封裝。

直接柵極驅動的另一個限制因素是控制器內驅動器的功率損耗。如前面所述，外部柵極電阻器可以緩解此問題。當為了節(jié)約空間或成本而必須使用直接柵極驅動時，需要考慮特殊注意事項，以便為控制器提供合適的旁路。
驅動 MOSFET 柵極的高電流峰值會破壞 PWM 控制器內敏感的模擬電路。隨著 MOSFET 封裝尺寸增加，所需的柵極電荷也會增加。與選擇普通 0.1μF 或 1μF 旁路電容器相比，選擇合適的旁路電容器需要采用更加科學的方法，例如仿真計算。

（1）確認旁路電容的大小

本節(jié)將介紹 MOSFET 柵極驅動器的旁路電容器的計算。此電容器與直接柵極驅動應用中的 PWM 控制器的旁路電容器相同，因為此電容器在開通時提供柵極驅動電流。如果是獨立的驅動器電路，無論采用柵極驅動IC 還是分立解決方案，此電容器都必須置于附近，最好直接置于驅動器的偏置和地連接上。

需要考慮兩種電流分量。一種是靜態(tài)電流，這種電流可根據(jù)某些集成驅動器的輸入狀態(tài)變化 10 倍。這可導致占空比變化，具體取決于旁路電容器上的紋波電壓，計算方法如 公式 16 中所示。

另一個紋波分量是柵極電流。雖然大多數(shù)情況下并不知道實際電流振幅，但可根據(jù)柵極電荷值確定旁路電容器上的紋波電壓。在開通時，此電荷離開旁路電容器，并傳遞到MOSFET 輸入電容器中。相應的紋波電壓如 公式 17 中所示。

使用疊加 CDRV 方程的原理，可采用 公式 18 找到耐受的紋波電壓 (ΔV) 的旁路電容值。

（2）驅動器的保護

對于直接驅動和使用雙極輸出極的柵極驅動 IC，必須做的另一件事就是為輸出雙極晶體管提供合適的保護，防止反向電流的形成。如 圖 9 中所示，集成雙極驅動器的輸出極由 NPN 晶體管構成，因為其空間利用率更高效，性能更優(yōu)異。

NPN 晶體管只能在一個方向上處理電流。高側 NPN 可以拉電流，但不能灌電流，而低側 NPN 則恰好相反。在開關期間，MOSFET 的源極電感器和輸入電容器之間不可避免地會形成振蕩，因此電流必須能夠在驅動器輸出端雙向流動。為了提供反向電流的路徑，通常需要使用低正向壓降肖特基二極管來保護輸出。該二極管必須放在非常靠近輸出引腳和驅動器旁路電容器的位置。還要指出的是，該二極管只能保護驅動器，而不能鉗位柵源極電壓，防止過度的振鈴，特別是對于控制 IC 可能離 MOSFET 的柵-源端子較遠時的直接驅動更是如此。

2.雙極Totem-Pole驅動器

雙極同相Totem-Pole驅動器是用于驅動 MOSFET 的其中一個最常用且具有成本效益的驅動電路，如圖10所示：

和所有外部驅動器一樣，此電路可處理應對電流尖峰和功率損耗，從而使得運行條件更有利于 PWM 控制器。當然，它們可以并且應當置于所驅動的功率 MOSFET 的旁邊。這樣，驅動柵極的高電流瞬態(tài)被限制在非常小的環(huán)路區(qū)域，從而減小了寄生電感的值。雖然驅動器由分立式組件構成，但它需要將自己的旁路電容器置于上 NPN 和下 PNP 晶體管的集電極上。理想情況下，在驅動器的旁路電容器和 PWM 控制器的旁路電容器之間應設置一個平滑電阻器或電感器，以提高抗噪性。圖 10 中的 RGATE 電阻器是可選的，可調整 RB的大小以根據(jù)驅動器晶體管的大信號 Beta 提供所需的柵極阻抗。

雙極Totem-Pole 驅動器有一個有趣的特性，即兩個基極-發(fā)射極結可防止互相反向擊穿。而且，假定環(huán)路區(qū)域非常小且 RGATE 可以忽略，則可使用晶體管的基極-發(fā)射極二極管將柵極電壓鉗制在 VBIAS+VBE 和 GND-VBE 之間?；谙嗤你Q位機制，此解決方案還有另一個好處，那就是 NPN-PNP Totem-Pole 驅動器不需要使用任何肖特基二極管來實現(xiàn)反向電流保護。

3.MOSFET Totem-Pole驅動器

圖 11 展示了等效于雙極 Totem-Pole 驅動器的 MOSFET Totem-Pole 驅動器。上文所述的有關雙極Totem-Pole驅動器的所有優(yōu)點同樣適用于此實現(xiàn)。

如圖所示：

遺憾的是，與雙極驅動器相比，此電路有幾個缺點，因此很少以分立器件的形式實現(xiàn)。圖 11 中的電路是反相驅動器，因此 PWM 輸出信號必須為反相。此外，適用的 MOSFET 晶體管比雙極晶體管昂貴，并且當共柵極電壓轉換時，會產生較大的擊穿電流。這個問題可通過增加邏輯或時序組件來規(guī)避，此方法廣泛應用于IC 實施中。

4.速度增強回路

提到速度增強電路時，設計人員需要對加快 MOSFET 關斷過程的電路進行專門研究。原因在于開通速度通常受到電源中整流器組件**（二極管）的關斷過程或反向恢復速度的限制**。
正如前面所討論的 圖 3 中所示的電感鉗位模型，MOSFET 的開通與整流器二極管的關斷同時發(fā)生。因此，最快的開關操作由二極管的反向恢復特性決定，而不是柵極驅動電路的強度。在優(yōu)化的設計中，開通時的柵極驅動速度與二極管開關特性一致。同時考慮到與最終柵極驅動電壓 VDRV 相比米勒區(qū)域更接近于 GND，因此可在驅動器輸出阻抗和柵極電阻器上施加更高的電壓。通常獲得的開通速度足以驅動 MOSFET。

而在關斷時情況截然不同。從理論上說，MOSFET 的關斷速度只取決于柵極驅動電路。電流更高的關斷電路可以更快對輸入電容器放電，從而縮短開關時間，進而降低開關損耗。如果使用普通的 N 溝道器件，通過更低輸出阻抗的 MOSFET 驅動器和/或負關斷電壓，可以增大放電電流。而提高開關速度有可能會降低開關損耗，由于 MOSFET 的關斷 di/dt 和 dv/dt 更高，因此關斷加速電路會在波形中增加振鈴。在為電源器件選擇合適的電壓額定值和 EMI 屏蔽裝置時，應考慮這一因素。

（1）關斷二極管

以下關斷電路示例通過簡單的接地基準柵極驅動電路進行展示，不過這些示例同樣適用于其他情況。最簡單的技術是反向并聯(lián)二極管，如 圖 12 所示。

在此電路中，RGATE 允許調整 MOSFET 開通速度。在關斷過程中，反向并聯(lián)二極管會對電阻器進行分流。DOFF 只有在柵極電流高于 公式 19 所示的結果時起作用。

使用 1N4148 通常大約為 150mA，使用 BAS40 肖特基反向并聯(lián)二極管大約為 300mA。因此，隨著柵源極電壓接近 0V，二極管的作用越來越小。所以，此電路能顯著減少關斷延遲時間，但只會增量化改進開關時間和 dv/dt 抗擾性。另一個缺點是，柵極關斷電流仍然必須流經(jīng)驅動器的輸出阻抗。

（2）PNP關斷電路
毫無疑問，快速關斷電路最常用的布局是 圖 13 中所示的局部 PNP 關斷電路。在 QOFF 的幫助下，在關斷期間柵極和源極在 MOSFET 端子處形成局部短路。RGATE 限制開通速度，DON 為開通電流提供路徑。而且，DON 可以保護 QOFF 的基極-發(fā)射極結，防止在開通過程開始時出現(xiàn)反向擊穿。

**關斷電流不會返回驅動器，不會導致誤開通問題，并且驅動器的功率損耗也減少了兩倍。**關斷晶體管對柵極驅動環(huán)路電感、電勢電流感應電阻器和驅動器的輸出阻抗進行分流。而且，QOFF 永遠不會達到飽和，這一點對于保障快速開關能力非常重要。

通過詳細了解電路我們可以發(fā)現(xiàn)，此解決方案是一個簡化的雙極Totem-Pole 驅動器，其中二極管替代了 NPN 上拉晶體管。與Totem-Pole 驅動器相似，MOSFET 柵極被關斷電路鉗制在大約 GND-0.7V 到 VDRV+0.7V 之間，從而消除了柵極電壓應力過高的風險。

該電路唯一一個已知的缺點是，由于 QOFF 的基極-發(fā)射極結上的壓降，它始終不能將柵極拉至 0V。

（3）NPN關斷電路
要評估的下一個電路是局部 NPN 關斷電路，如 圖 14 所示。與 PNP 解決方案相似，柵極放電電流有效地控制在局部。與 PNP 晶體管相比，NPN 晶體管能夠使柵極更接近于 GND。而且，此實現(xiàn)可提供自偏置機制，使 MOSFET 在上電期間保持關斷狀態(tài)。

遺憾的是，此電路有幾個明顯缺點。NPN 關斷晶體管 QOFF 為反相級，需要 QINV 提供的反相 PWM 信號。

反相器在 MOSFET 導通時會消耗驅動器中的電流，因此降低了電路效率。而且，QINV 在導通時達到飽和狀態(tài)，這會延長柵極驅動中的關斷延時。

（4）NMOS關斷電路

圖 15 依據(jù)此原理改進了實施，減少了器件數(shù)，使用雙驅動器為小型 N 溝道放電晶體管提供反相 PWM 信號。

此電路可提供非常快的開關速度，可將 MOSFET 柵極完全放電至 0V。RGATE 不但能像以前一樣設置開通速度，還可用于在驅動信號時序有缺陷時防止在驅動器兩個輸出之間形成擊穿電流。要考慮的另一個重要因素是，QOFF 的 COSS 電容與主功率 MOSFET 的 CISS 電容并聯(lián)。這會增加驅動器需要提供的有效“總柵極電荷”。還要考慮，在驅動器 IC 的輸出在上電過程中實現(xiàn)智能化之前，主 MOSFET 的柵極處于懸空狀態(tài)。

5.dv/dt保護

在兩種情況下，MOSFET 需要防止 dv/dt 觸發(fā)開通。一種情況是在上電過程中，通常通過在器件的柵極和源極端子間加入一個電阻器來提供保護。根據(jù) 公式 20 可知，下拉電阻器的值取決于最差的情況下上電過程中電源軌的 dv/dt。

在此計算中，最大的難題是找到上電過程中可能產生的最大 dv/dt 并針對該特定 dv/dt 提供充足保護。

第二種情況是正常運行中，當電源關斷時在電源開關的漏源極端子上施加關斷 dv/dt 時。這種情況比原先預想的更常見。所有同步整流器開關均運行在此模式下，此內容將在后面繼續(xù)進行討論。多數(shù)諧振和軟開關轉換器可以在關斷實例后立即在主開關上施加 dv/dt，由功率級諧振元件驅動。由于工作結溫升高，與上電過程中相比這些 dv/dt 明顯升高并且VTH 通常下降，因此必須由柵極驅動電路的低輸出阻抗提供保護。

首要任務是確定在最壞情況下可產生的最大 dv/dt。在評估特定器件對于應用的適用性時，下一步是計算自然 dv/dt 極限，該極限由 MOSFET 的內部柵極電阻和 CGD 電容決定。假定在理想的 (0 Ω) 外部驅動阻抗下，自然 dv/dt 極限如 公式 21 所示。

**如果 MOSFET 的自然 dv/dt 極限低于諧振電路的最大 dv/dt，則必須考慮使用一個不同 MOSFET 或負柵極偏置電壓。**如果結果對器件有利，可根據(jù) 公式 22 重新排列和求解以前的方程來計算最大柵極驅動阻抗。

當給定最大下拉電阻值時，可以實施柵極驅動設計。應該考慮到，驅動器的下拉阻抗也與溫度有關。結溫升高時，基于 MOSFET 的柵極驅動 IC 的輸出電阻會高于 25°C 時通常所呈現(xiàn)的典型值。

關斷速度增強電路還可用于滿足 MOSFET 的 dv/dt 抗擾性，因為它們可以在關斷時和器件的關斷狀態(tài)下分流 RGATE。例如，圖 13 所示的簡單 PNP 關斷電路可以提高 MOSFET 的最大 dv/dt。根據(jù) PNP 晶體管的Beta 影響修改的公式會產生更大的 dv/dt 額定值，如 公式 23 所示。

在 dv/dt 計算中，回程系數(shù)是 MOSFET 的內部柵極電阻，所有數(shù)據(jù)手冊中均未定義該值。之前提到過，此電阻取決于半導體內分配柵極信號所用的材料屬性、單元密度和單元設計。文章來源地址http://www.zghlxwxcb.cn/news/detail-801148.html

到了這里，關于MOSFET 和 IGBT 柵極驅動器電路的基本原理學習筆記（二）柵極驅動參考的文章就介紹完了。如果您還想了解更多內容，請在右上角搜索TOY模板網(wǎng)以前的文章或繼續(xù)瀏覽下面的相關文章，希望大家以后多多支持TOY模板網(wǎng)！