低壓差線性穩(wěn)壓器(LDO)設計與仿真

0.電源管理芯片

大到汽車，智能燈具，智能電視，小到平板，智能手機，藍牙手環(huán)等等，雖然它們實現的功能各有不同，但這些電子設備都有一個共同點，它們都需要能為其供電的電源管理芯片。電源之于電子器件，就好像飛機發(fā)動機之于飛機一樣，一個高穩(wěn)定性，高精度，高靈敏度的電源管理芯片，決定著電子設備能否高性能的實現其功能，以及使用壽命的長短，因此研究電源管理芯片很有意義。開關穩(wěn)壓器和線性穩(wěn)壓器是使用頻率最高的兩種電源供給器件。
開關穩(wěn)壓器具有可升壓、可降壓、較寬的電壓輸出范圍以及效率高等特點，但同時具有模塊龐雜，外圍器件多，紋波抑制比較低，輸出噪聲大等缺點，常見的開關穩(wěn)壓器有DC-DC、charge pump等；
線性穩(wěn)壓器有傳統(tǒng)線性穩(wěn)壓器和低壓差(LDO)線性穩(wěn)壓器。LDO 線性穩(wěn)壓器有電路模塊小、瞬態(tài)響應快、功耗低、噪聲小、電源抑制比高、工作性能穩(wěn)定等突出的特點，缺點為效率較低。

1.LDO 的基本結構和基本原理

1.1 LDO的基本結構

常見的LDO結構包括帶隙基準源、誤差放大器、功率管和電阻反饋電路四個基本模塊。LDO通過檢測來自電阻反饋網絡的輸出電壓，并與帶隙基準提供的恒定輸入電壓進行比對，再由誤差放大器將比對后的壓差信號放大，傳輸到功率管進行線性調整，使得輸出電壓與輸入參考電壓維持相應的比值不變，產生穩(wěn)定的電壓輸出。

帶隙基準電路(BandGap) 為LDO 電路提供不受溫度和負載大小變化影響的穩(wěn)定偏置電壓。帶隙基準電路的設計將直接影響LDO的輸出噪聲，輸出電壓，電源電壓抑制比等等，因此帶隙基準電路的設計是尤為重要的。
誤差放大器(EA) 是LDO 的關鍵功能實現模塊。誤差放大器的增益，直接作用到LDO 的輸出電壓精度、負載調整率、線性調整率和 PSRR 上，誤差放大器的帶寬與LDO 的瞬時響應能力緊密關聯，當誤差放大器的帶寬不夠大時，LDO 系統(tǒng)很難保證有較好的瞬態(tài)響應能力。因此，高性能寬的誤差放大器對 LDO 系統(tǒng)來說是不可或缺的，是 LDO 整體功能實現的重要保障。
功率管為負載電路提供大的輸出電流，因此功率管通常都是由大尺寸的晶體管構成。PMOS 器件有著比 NMOS 器件更低的噪聲參數，以及更低的壓差值，因此在LDO的設計中，一般采用PMOS作為功率管。
電阻反饋網絡一般由兩個電阻串聯構成，電阻間的分壓確定了 LDO 輸出電壓的數值。

1.2 LDO的基本原理

誤差放大器、功率管和電阻反饋網絡構成負反饋環(huán)路，當 LDO 的輸出電壓增大時，反饋電阻檢測到輸出信號的改變，使反饋電壓也跟著增大，增大的電壓信號傳輸到誤差放大器的同相端，與誤差放大器的基準電壓輸入端進行比較，得到一個電壓差，再由誤差放大器放大該電壓差，進而提高功率管柵端的電壓，達到降低輸出電流的目的，于是 LDO 的輸出電壓降低，抑制了輸出電壓上升的趨勢。當 LDO 的輸出電壓降低時，負反饋環(huán)路將使功率管柵壓降低，增大輸出電流，LDO輸出電壓將升高，抑制了其下降的趨勢。當環(huán)路增益很大時，系統(tǒng)處于深度負反饋，輸出電壓Vout可寫為：

2. LDO主要性能參數

2.1 壓差

LDO 的壓差是系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，輸入與輸出電壓之間最小的差值。當輸入電壓很小時，電路處于截止狀態(tài)，此時輸出電壓接近為零。當輸入電壓升高到某一值時，輸出電壓開始跟隨輸入電壓逐步升高，并在達到一定值后保持不變，此時 LDO 進入穩(wěn)壓工作狀態(tài)。具體工作過程見下圖 ：

2.2 靜態(tài)電流與效率

靜態(tài)電流 Iq是LDO穩(wěn)定工作時，輸入電流與輸出電流的差值。靜態(tài)電流包括誤差放大器、基準電壓源、電阻反饋網絡的偏置電流和功率晶體管的驅動電流，即除外部負載外系統(tǒng)內部消耗的總電流。LDO的效率定義為：

即負載功率除以總功率。

2.3 負載調整率

負載調整率(LDR)是衡量在負載電流發(fā)生改變的情形下，輸出電壓維持在特定值附近的能力，表達式為：

其中，Ron為LDO的開環(huán)輸出電阻，βA_OL為LDO的環(huán)路增益，因此可以通過提高 LDO 的直流環(huán)路增益來降低 LDO 的負載調整率。

2.4 線性調整率

線性調整率(LNR)是在供電電源電壓發(fā)生改變的情況下，系統(tǒng)輸出電壓對該變化的抑制能力,表達式為：

其中△VOUT變化范圍一般為±10％電源電壓，△VIN分別為其對應的基準電壓差值。

2.5 電源抑制比

**電源抑制(PSR)可以理解為交流小信號下，電壓輸出基準的線性調整率。**對于下圖LDO結構，畫出小信號模型，列節(jié)點基爾霍夫電流方程求解可得：


其中,R_DSP為功率管輸出電阻，LG為環(huán)路增益{ Ag_mpβ[rds∥(R1+R2)∥Z_LOAD] },A為運放增益，β為反饋系數，g_mp為功率管跨導。

2.6 噪聲

LDO系統(tǒng)噪聲來源見下圖：

其中，帶隙基準電路所產生的噪聲占據了 LDO 總輸出噪聲的很大一部分，可以使用具有低截止頻率的低通濾波器進行噪聲隔離；電壓反饋網絡的電阻熱噪聲(4kTR)可以通過降低反饋網絡的阻值來減小，但同時反饋網絡阻值的減小將會導致靜態(tài)功耗變大，這需要我們在兩者間進行折衷處理；誤差放大器的噪聲可以通過低噪聲設計來減小；由于功率管尺寸通常很大，因此其閃爍噪聲(K/(C_OXWLf))可以忽略，其溝道熱噪聲沒有經誤差放大器放大，因此功率管噪聲忽略不計。LDO 線性穩(wěn)壓器輸出噪聲的典型值為 100~ 500μVrms。

2.7 瞬態(tài)特性

LDO 的瞬態(tài)特性一般有兩個，一個是輸出電壓因為輸入電壓的瞬態(tài)變化而產生的變化，稱為線性瞬態(tài)響應。另一個是電流載荷在短時間內明顯改變時產生的瞬態(tài)響應，被稱為負載瞬態(tài)響應。
當負載電流由輕載向重載突變時，由于LDO 的帶寬以及環(huán)路的限制，輸出電壓并不能對負載的變化作出及時的應答，因此在負載電流突然增大時，電阻反饋網絡不能立刻拉低功率管的柵端電壓，導致功率管無法輸出足夠的電流，此時負載電容 CL 將釋放儲存的電荷來彌補不足的輸出電流，在負載電容 CL 放電時間，輸出電壓將出現一個大的下降，我們稱這個下降電壓為下沖(Undershoot )。
相似的，當負載電流從重載向輕載突變時，受LDO環(huán)路帶寬的影響，系統(tǒng)并不能對負載的變化作出及時的應答，功率管將會繼續(xù)保持大的輸出電流一段時間，此時的電流大于負載所需要的電流，多出來的電流對負載電容 CL 充電，輸出電壓將產生一個大的電壓上升，我們稱這個上升電壓為過沖(Overshoot )。
具體過程見下圖：

瞬態(tài)響應的設計目標是盡可能小的下沖電壓(Undershoot Voltage)、過沖電壓(Overshoot Voltage)，和更短的恢復時間(????1+????2和????3+????4)。

3. LDO的設計與分析

3.1 LDO結構設計

LDO電路結構見圖3.1

圖3.1 LDO電路

圖3.2 BG電路(BG電路的設計見上篇文章)

3.2 LDO電路描述

M1~M8以及M10晶體管構成兩級誤差放大器，為LDO提供更大的環(huán)路增益。M0、M10，M3、M5和M3、M6構成電流鏡，其中M0輸入500nA直流電流偏置，為LDO提供恒定電流。M9為功率管，為了給負載提供大的輸出電流，M9的尺寸設計的很大。使用密勒電容Cm對LDO環(huán)路進行頻率補償。帶隙基準連接在兩級誤差放大器的負端，輸出800mV低溫度系數電壓，調整R1、R2阻值大小得到1.5V LDO輸出電壓。

3.3 LDO小信號分析

LDO電路小信號模型見下圖：

根據小信號模型，列節(jié)點電流方程解得：

GBW≈βg_m1/C_m，主極點P1≈1/g_m6g_mpR_o2R_o4C_m。環(huán)路有兩個零點，分別為：

空載時，右半面零點Z₂遠大于左半平面零點Z₁,并且隨著負載電流增大，g_mp增大，使得Z₂進一步增大，因此后續(xù)分析我們忽略右零點，只考慮左零點對環(huán)路的影響。我們將1+b₂s+b₃s²化為標準形式：

空載時，阻尼因子ζ＜1，極點為左半平面的兩個共軛復根。當負載電流開始增大時，ζ隨之增大，左半平面兩個非主極點將變?yōu)閷嵏?。當負載電流很大時我們有：

3.4 器件參數

該LDO晶體管尺寸、電阻阻值以及電容值見下表：

4. LDO的仿真

4.1 DC仿真

直流特性

空載時，LDO DC仿真結果如下：

4x、8x表示對偏置電流放大4倍和8倍，功率管靜態(tài)電流為5uA，LDO輸出電壓為1.502V?？蛰d時M0~M8以及M10均處于飽和區(qū)，由于M9尺寸很大，為了流過5uA的靜態(tài)電流，M9將處于亞閾值區(qū)。
另外，對負載電流在0~50mA范圍內進行參數掃描，輸出功率管M9的跨導和region曲線：
(仿真方法為：對ILOAD進行參數掃描-tool-Results browser-calculator-dcOpinfo-選中M9-選擇gm和region-右鍵Append)

可見，隨著負載電流由0增大到5mA時，功率管M9由亞閾值區(qū)進入飽和區(qū)，跨導增大。隨著負載電流繼續(xù)增大到5mA時，M9進入飽和區(qū)，跨導隨著過驅動電壓增大而增大。在25mA負載電流時，M9進入了線性區(qū)，此時跨導開始下降，這是因為由于過驅動電壓增大，受縱向電場影響，MOS管實際載流子遷移率開始下降：

壓差

在0~1.8V范圍內掃描電源電壓：

仿真得出壓差約為90mV

線性調增率

空載時，在1.62V~1.98V范圍內掃描電源電壓：

仿真得出空載時線性調整率為0.472%

重載時(50mA)，在1.62V~1.98V范圍內掃描電源電壓：


仿真得出重載時線性調整率為2.178%。

負載調整率

在(0，50mA)范圍內掃描負載電流：

仿真得出負載調整率為0.504%

4.2 stb仿真

環(huán)路穩(wěn)定性

在主反饋環(huán)路添加iprobe，見下圖：

空載時環(huán)路穩(wěn)定性仿真結果如下：

在(0,50mA)對ILOAD進行參數掃描，輸出環(huán)路增益曲線，見下圖:

對于上圖我們作以下分析：
1.直流增益為什么先增大后減小
在3.3節(jié)小信號中我們推導出直流增益表達式為:βg_m1g_m6g_mpR_o2R_o4R_o,對g_mpR_o進行參數掃描：

仿真發(fā)現g_mpR_o在輕載時并沒有增加，那么直流增益為什么會有近20dB的提升呢，分析發(fā)現，由于M9在空載時工作于亞閾值區(qū)，這導致M9柵極電位很高，使得M7工作于線性區(qū)，R_O4很小。畫出M7與M6輸出電阻:

可見R_o4在負載電流從0增大到5mA時，電阻增大了近十倍，直流增益增大近20dB。當負載電流繼續(xù)增大時，由于g_mpR_o≈2/λ(V_GS-V_TH)，過驅動電壓增大將導致g_mpR_o減小，因此直流增益開始減小。
2.零極點是怎么移動的
在3.3節(jié)小信號分析可知，隨著負載電流增大，主極點由于Ro2的增大而左移，在Ro2值穩(wěn)定后，將隨著g_mpR_o減小而右移。左零點為g_m3/C_m，位于GBW附近，同時阻尼因子將隨著負載電流增大而增大，當阻尼因子大于1時，左半平面兩個共軛極點將變?yōu)閷崢O點，直流增益尖峰開始減小，P₂、P₃極點分離程度增大，此時環(huán)路次極點位于g_m6/C_gdp附近，P₃極點隨著負載電流增大右移。
3.相位裕度PM和GBW為什么先增大后減小
輕載時，由于主極點左移，共軛極點向實極點轉化，次極點右移，相位裕度將增大很多，同時直流增益有近20dB的提升，因此GBW也將增大。當電流負載電流繼續(xù)增大時，主極點右移，而次極點位置近乎不變，主極點向次極點靠近，相位裕度減小，同時直流增益將持續(xù)下降，GBW也將減小。

4.3 ac仿真

電源抑制(PSR)

空載和滿載PSR仿真結果如下：

4.4 tran仿真

電流跳變

負載電源跳變用ipwl電源模擬，設置ILOAD從0跳變到50mA，跳變時間為1us。


（使用鍵盤A、B鍵可選取曲線上的兩點）

仿真得，undershoot為273mV， overshoot為56mV。

4.5 noise仿真

正如2.17節(jié)噪聲分析那樣，帶隙基準噪聲占LDO噪聲絕大部分。輸出噪聲曲線如下：

對輸出噪聲曲線在1~100kHz范圍內積分并開根號得，輸出噪聲為
文章來源地址http://www.zghlxwxcb.cn/news/detail-778960.html

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